Wzmacniacz lampowy Concertino (część 1)


Fotografie i opis  -  Marcin Sławicz, slawicz@echostar.pl, strona www: ms audio diy


Początki projektu

     Idea skonstruowania własnego wzmacniacza lampowego nie dawała mi spokoju przez ostatnie 2 lata. Nie jestem maniakalnym audiofilem i korzystanie ze „zwykłego” sprzętu tranzystorowego w zupełności mi wystarczało (zawsze wolałem słuchać muzyki niż sprzętu). Teraz jednak mój wysłużony wzmacniacz zaczynają nękać dolegliwości starczego wieku, i choć mógłbym go zregenerować, nadarza się znakomita okazja, by zrealizować lampowe przedsięwzięcie.

     Z początku myślałem o konstrukcji opartej wyłącznie na triodach, odrzucając jednak obarczone zbyt wieloma niedogodnościami układy SE. Bardzo ciekawy opis wzmacniacza push-pull z triodami bezpośrednio żarzonymi znalazłem na stronach Lynna Olsona. Warto tam zajrzeć ze względu na niezwykle ciekawe rozwiązania stosowane w jego projektach. Opisywane wzmacniacze mają jednak zasadniczą wadę – koszt (głównie ze względu na lampy 300B lub 2A3 i transformatory międzystopniowe). Musiałem więc szukać dalej.

     Moją uwagę przyciągnęły pośrednio żarzone podwójne triody mocy 6AS7, stosowane niegdyś głównie w układach zasilania, ale również świetnie sprawujące się w roli lamp stopnia końcowego wzmacniaczy audio. Koszt lamp byłby znacznie mniejszy, jednak ze względu na niski współczynnik wzmocnienia napięciowego i w tym przypadku trzeba by zastosować kosztowne i trudno osiągalne transformatory międzystopniowe lub zastosować dwie lub więcej triod w połączeniu równoległym. Russ Sadd opisał na swoich stronach wzmacniacz push-pull z triodami 6AS7.

     Projekt poleżał sobie kilka kolejnych miesięcy, w czasie których powoli przekonywałem się, że udany wzmacniacz mocy nie musi wcale posiadać triod w stopniu końcowym. Zacząłem rozważać wykorzystanie tetrod strumieniowych w układzie ultraliniowym. Układ taki łączy zalety brzmienia triod (niski poziom zniekształceń) z wysoką efektywnością i stabilnością tetrod i pentod. Do wyboru miałem lampy 6L6/5881, KT66, KT88/6550, powszechnie stosowane zarówno we wzmacniaczach gitarowych, jak i w konstrukcjach Hi-Fi.

     Kolejny okres to przeszukiwanie sieci w celu wytypowania podstawowego układu wzmacniacza. Wzmacniacz nie powinien być skomplikowany, bowiem rozbudowany układ wcale nie gwarantuje wysokiej jakości dźwięku, a przy ograniczonych możliwościach pomiarowych może niepotrzebnie utrudnić uruchomienie. Konstrukcje seryjne muszą zapewnić powtarzalność produkcji i względną stałość parametrów w czasie późniejszej eksploatacji. Przy konstruowaniu wzmacniacza dla siebie można niejednokrotnie „pójść na skróty”, nie martwiąc się o późniejszy serwis.

     Wybór padł na dobrze znany układ sprawdzony w tysiącach domach na całym świecie. Będzie to kolejna wersja wzmacniacza D.T. N. Williamsona. Prawie każda firma produkująca niegdyś wzmacniacze lampowe miała w swojej ofercie produkt w mniejszym lub większym stopniu bazujący na tym słynnym układzie. W Internecie można znaleźć setki artykułów opisujących różne odmiany wzmacniaczy Williamsona. Warto dziś skorzystać z tych bogatych doświadczeń.

Założenia konstrukcyjne

     W 1947 roku D.T.N. Williamson zaprezentował układ wzmacniacza, który stanowił prawdziwy przełom w dążeniach do reprodukcji dźwięku wysokiej jakości. Najbardziej charakterystyczne elementy tego wzmacniacza, to rozdzielacz fazy z dzielonym obciążeniem (split load phase splitter) oraz zastosowanie transformatora przenoszącego sygnał w zakresie 2÷60,000Hz (warunek konieczny dla uzyskania stabilności wzmacniacza przy zamkniętej pętli sprzężenia zwrotnego).

     Wszystkie stopnie wzmacniacza Williamsona są w istocie niezwykle proste, ale jednocześnie znakomicie ze sobą współdziałają, zapewniając stosunkowo niskie zniekształcenia sygnału. Niemniej jednak układ obarczony jest kilkoma wadami, które w kolejnych latach starano się poprawić.

     Na poniższym rysunku przedstawiona jest wersja wzmacniacza z 1949 roku z zaznaczonymi wartościami elementów.

     Stopień wejściowy, inwerter fazy i stopień sterujący budowany był zwykle na lampach 6SN7, 6CG7 lub 12AU7 (ECC82). Ich punkt pracy dobierany był nieprawidłowo, co powodowało zniekształcenia harmoniczne rzędu 2% już przy połowie mocy nominalnej. Odpowiednie modyfikacje układu pozwalają uzyskać zniekształcenia nie przekraczające 0.5% aż do poziomu obcinania przebiegu.

     Pierwsze wersje wzmacniaczy brzmiały zbyt miękko przy próbie odtwarzania silnego basu. Było to spowodowane słabym filtrowaniem zasilania. Zwiększenie pojemności filtrujących i odsprzęgających nie tylko poprawiło przenoszenie impulsów, ale także polepszyło stabilność wzmacniacza.

     Kolejnym nie najlepszym pomysłem było zastosowanie w stopniu wyjściowym pary tetrod w połączeniu triodowym ze wspólnym rezystorem katodowym i bez odsprzężenia pojemnościowego. Taki układ znacznie ograniczył moc wyjściową i dobre przenoszenie wysokich częstotliwości. Znacznie lepszym układem był wzmacniacz ultraliniowy, zaproponowany w 1951 roku przez Davida Haflera i Herberta Keroesa, pozwalający uzyskać wyraźnie mniejsze zniekształcenia przy podobnej mocy wyjściowej i parametrach globalnego sprzężenia zwrotnego. Na szczęście ultraliniowy stopień mocy może być doskonale pożeniony z pozostałymi stopniami wzmacniacza Williamsona.

     Po przeczytaniu wielu (na szczęście łatwo dostępnych) artykułów i przeanalizowaniu jeszcze większej liczby schematów podobnych wzmacniaczy, wykrystalizowały się podstawowe założenia konstrukcyjne:

  • Topologia oparta na zmodyfikowanych wersjach wzmacniaczy Williamsona.

  • Inwerter fazy z dzielonym obciążeniem.

  • Stopień mocy w układzie ultraliniowym.

  • Prosty zasilacz zapewniający „miękki start” wzmacniacza.

W dalszej części opisu omówione zostaną poszczególne fragmenty wzmacniacza Concertino.

Stopień wejściowy

     Pierwsze dwa stopnie wzmacniacza – wzmacniacz wejściowy i rozdzielacz fazy – należy rozpatrywać razem.

W oryginalnym schemacie Williamsona i praktycznie we wszystkich jego późniejszych odmianach w stopniu wejściowym pracuje lampa w układzie wspólnej katody z lokalnym sprzężeniem zwrotnym i doprowadzonym do katody sygnałem globalnego sprzężenia zwrotnego. Sygnał wyjściowy z anody podany jest bezpośrednio na wejście rozdzielacza fazy w układzie dzielonego obciążenia. Aby rozdzielacz fazy mógł prawidłowo spełniać swoją funkcję, na jego siatce musi być stosunkowo niskie napięcie (rzędu 25÷35% napięcia zasilania tego stopnia, czyli zazwyczaj 90÷100V). Powoduje to bardzo niekorzystne warunki pracy pierwszej lampy, szczególnie jeśli jest to lampa 6SN7, która znacznie lepiej pracuje przy napięciach anodowych z zakresu 150÷250V. W artykule "Williamson Tube Amplifier Modifications" podano sposób poprawy tej sytuacji poprzez zmianę punktów pracy i napięć zasilania obu lamp.

Inwerter fazy z dzielonym obciążeniem, choć zachowuje znakomitą symetrię obu przebiegów wyjściowych, posiada bardzo niski współczynnik tłumienia tętnień zasilania i znaczącą różnicę impedancji wyjściowych obu gałęzi. Druga wada jest skutecznie eliminowana w trzecim stopniu wzmacniacza (driver stopnia mocy), natomiast niski współczynnik PSRR może być poprawiony przez odpowiednią modyfikację dwóch pierwszych stopni wzmacniacza.

Rozwiązanie problemu zostało opisane przez Johna Broskie w TubeCad Journal (kwiecień 1999) i zastosowane w serii jego wzmacniaczy Aikido. Niski współczynnik PSRR rozdzielacza fazy został tu potraktowany jako zaleta i przyczynił się do bardzo dobrego tłumienia tętnień zasilania dwóch pierwszych stopni wzmacniacza. Idea polega na celowym wprowadzeniu zakłóceń do układu, aby na wyjściu otrzymać niezakłócony przebieg.

Jeżeli punkt pracy pierwszej lampy ustalimy tak, aby napięcie stałe na anodzie wyniosło połowę napięcia zasilania tego stopnia, to na wyjściu pojawią się tętnienia sieci stłumione o 6dB (połowa amplitudy). Tętnienia przeniosą się przez kondensator C1 na siatkę drugiej lampy i pojawią się w fazie zgodnej na katodzie drugiego stopnia i w fazie przeciwnej na anodzie drugiego stopnia. Ale na anodzie tego stopnia pojawią się również w fazie zgodnej tętnienia przedostające się bezpośrednio z zasilania. Oba przebiegi po zsumowaniu dadzą na anodzie przebieg podobny co do fazy i amplitudy do sygnału na katodzie drugiego stopnia. Powstaje w ten sposób przebieg nie różnicowy, lecz wspólny, który zostanie stłumiony w następnych stopniach wzmacniacza. Układ tłumi oczywiście nie tylko tętnienia, ale wszelkie zakłócenia przedostające się z obwodu zasilania.

     Na powyższym rysunku pokazana jest symulacja tłumienia tętnień sieci dwóch pierwszych stopni wzmacniacza (wszystkie przebiegi pokazane bez składowej stałej).  Aby wynik końcowy dał mierzalny przebieg, amplituda tętnień zasilacza została przesadnie zawyżona (60V) oraz zostały radykalnie zmniejszone pojemności filtrujące. Rysunek pokazuje amplitudę tętnień zasilania pierwszego stopnia równą 0,95V. Sygnał różnicowy na wyjściu drugiego stopnia nie przekracza 37mV, więc tłumienie tętnień sieci osiąga wartość 28dB. Dla porównania tłumienie tętnień stopni wejściowych tradycyjnego układu Williamsona sięga zaledwie kilkunastu dB.

Opisany wyżej układ posiada jeszcze dwie kolejne zalety. Rezystory R4 i R5 pozwalają wygodnie ustalić punkt pracy drugiej lampy, co umożliwi uzyskanie maksymalnej amplitudy wyjściowej inwertera fazy (zwykle ustala się R4=R5). Rezystory te mogą mieć bardzo duże wartości (rzędu kilku megaomów).

Jeżeli wartości R2 i R6 będą jednakowe, dwa pierwsze stopnie utworzą obwód o stałym poborze prądu (prąd płynący przez rezystor R9 nie zmienia się). Warunek ten zagwarantuje maksymalną stabilność zasilania dwóch pierwszych stopni przy wysterowaniu wzmacniacza przebiegiem wejściowym.

Na ostatnim rysunku pokazany jest układ dwóch pierwszych stopni wzmacniacza Concertino. Potencjometr montażowy w obwodzie katody pierwszego stopnia pozwala zminimalizować różnicowy sygnał tętnień sieci mierzony między wyjściami drugiego stopnia (co powinno nastąpić przy potencjale anody lampy V1B równym połowie napięcia zasilania dwóch pierwszych stopni. Wzmocnienie pierwszego stopnia wynosi około 10 bez zamkniętej pętli sprzężenia zwrotnego i nieco ponad 2 ze sprzężeniem zwrotnym. W dwóch pierwszych stopniach zastosowana jest podwójna trioda ECC82.

Stopień sterujący

W trzecim stopniu wzmacniacza – driverze stopnia końcowego – nie ma zasadniczych niespodzianek. Jest to wzmacniacz różnicowy ze wspólnym niezblokowanym rezystorem katodowym. Dodanie kondensatora równolegle do rezystora katodowego nie zmieni zasadniczo działania układu, natomiast zwiększy niepotrzebnie zniekształcenia stopnia (pogorszenie symetrii stopnia).

Pewien problem stanowić może wybór lampy dla tego stopnia. Proponowana przez Williamsona lampa 6SN7 obciąża poprzedni stopień stosunkowo dużą pojemnością wejściową (rzędu 70pF). Dla niskoimpedancyjnego obwodu katody inwertera fazy nie stanowi to problemu, jednak w przypadku obwodu anody wpływa na zmniejszenie wzmocnienia dla wysokich częstotliwości. Choć driver całkiem dobrze radzi sobie z tym problemem, warto zastanowić się nad zastosowaniem lampy o mniejszej pojemności siatka-anoda.

Taką lampą jest ECC82. Ma ona jednak inną zasadniczą wadę. Stopień sterujący musi być zdolny wzmocnić przebieg do wartości 30÷35V. Przy takich amplitudach lampa ECC82 generuje spore zniekształcenia, około 2,5 razy większe niż 6SN7. Dlatego źle zaprojektowany wzmacniacz Williamsona potrafi bez pętli sprzężenia zwrotnego osiągać zniekształcenia rzędu 5÷10% zanim jeszcze dojdzie do obcinania przebiegu (i większa część tych zniekształceń pochodzi od stopnia drivera). Lampa 6SN7 pokazuje swoją przewagę nawet dla znacznie mniejszych amplitud. Ostatecznie zdecydowałem się zastosować lampy 6SN7EH (odpowiednik dawnych RCA 5692 z czerwonym cokołem). Stopień sterujący zbudowany na tych lampach posiada wzmocnienie około 16.

W wielu spotykanych schematach wartość rezystora katodowego R16 jest zbyt niska (np. 220W lub 390W), co niekorzystnie ustala punkt pracy lampy (Ugk=-2÷-3V). Ponieważ stopień sterujący musi być zdolny dostarczyć lampom mocy napięcia około 70Vpp, napięcie na siatce lamp 6SN7 będzie się zmieniać o ponad 4Vpp. Aby siatka tych lamp nie wchodziła w zakres dodatnich napięć, bezpieczniej jest ustalić Ugk=-4V lub mniejsze.

     W niektórych wzmacniaczach (również w oryginalnym schemacie Williamsona) napięcie zasilania doprowadza się do rezystorów anodowych R17 i R18 poprzez dodatkowy potencjometr montażowy, pomagający wyregulować symetrię układu dla przebiegu zmiennego. W praktyce układ dobrze radzi sobie z niewielką asymetrią przebiegów i zastosowanie dwóch równych rezystorów anodowych jest w zupełności wystarczające.

Stopień wyjściowy

Stopień mocy wzmacniacza Concertino zostanie wykonany w układzie ultralinear według zaleceń Haflera i Keroesa z 1951 roku.

Lampy mocy w układzie ultraliniowym pozwolą osiągnąć około 75% mocy w porównaniu do układu tetrody/pentody i przynajmniej 2 razy więcej mocy w stosunku do układu triodowego przy porównywalnych parametrach pracy. Dźwięk otrzymywany w układach ultraliniowych ze względu na niskie zniekształcenia i lepszy współczynnik tłumienia przypomina dźwięk otrzymywany z końcówek triodowych. Układ ultraliniowy nadaje się więc świetnie do wzmacniaczy Hi-Fi, a rzadziej stosowany jest we wzmacniaczach gitarowych.

Zalecanymi lampami do układów ultraliniowych są zwykle PL36, 6V6GT, 6973, 5881/6L6GC/7591, KT66, KT88/KT90, 813. Nieco mniej czysty dźwięk dają pentody EL34, 6CA7 i EL84, choć równie często są stosowane. Mój wybór padł na obecnie produkowane przez JJ Electronic tetrody strumieniowe 6L6GC.

Kolejną kwestią był wybór układu polaryzacji lamp mocy. Polaryzacja stała (fixed bias) poprawiłaby sprawność wzmacniacza i ułatwiłaby regulację prądu spoczynkowego stopnia mocy. Oszczędność układu jest praktycznie żadna, ponieważ należy zbudować układ wytwarzania i regulacji ujemnego napięcia polaryzacji. Układ polaryzacji automatycznej (auto bias) jest prostszy w realizacji i przez wielu uważany za lepiej brzmiący. Lampy z automatyczną polaryzacją łagodniej wchodzą w zakres przesterowania, co może mieć znaczenie przy głośnych odsłuchach i mało efektywnych zespołach głośnikowych.

Zastosowany przeze mnie układ polaryzacji lamp stopnia końcowego posiada prosty, ale skuteczny mechanizm symetryzacji prądu spoczynkowego, spotykany zarówno w pierwowzorze Williamsona, jak i w późniejszych konstrukcjach np. firmy Heathkit. Lampy pracują w klasie AB1 (do około 10W w klasie A). Wartością rezystora R25 ustala się prąd spoczynkowy obu lamp (suma prądów katodowych około 120mA, co przy napięciu anodowym rzędu 430V spowoduje wydzielanie w każdej lampie około 23,5W mocy spoczynkowej). Potencjometrem drutowym R32 wyrównuje się prądy spoczynkowe obu lamp (katody powinny posiadać jednakowy potencjał, co jest wystarczającym przybliżeniem warunku jednakowego prądu anodowego lamp). Kondensatory blokujące w obwodzie katody lamp mocy mogą nieznacznie wpływać na poziom zniekształceń stopnia końcowego (w którą stronę – zależy od układu i zastosowanych lamp mocy). W niektórych konstrukcjach kondensatory te są pomijane, jednak w klasie AB muszą zostać użyte.

Transformator wyjściowy powinien według zaleceń Williamsona przenosić pasmo 2÷60,000Hz. Nie jest łatwo zdobyć transformator o odpowiednich parametrach (wiele sprzedawanych transformatorów audio zostało skonstruowanych z myślą o wzmacniaczach gitarowych). Ostatecznie postanowiłem nie ryzykować i nabyć sprawdzone od lat transformatory toroidalne TG36, sprzedawane przez firmę Amplifon i stosowane w jej wzmacniaczach WL36 i WL25 w bardzo podobnym układzie. Transformatory posiadają wielosekcyjne uzwojenia, odczepy ultraliniowe i nominalną impedancję między anodami 6,6kW (a więc nadają się do współpracy z lampami 6L6GC).

Wzmocnienie tego stopnia w układzie ultraliniowym (odczep dla 43% uzwojenia pierwotnego) wynosi około 9. Wzmacniacz powinien bez trudu oddać około 25W mocy na kanał. Nie powinno więc być problemu z wysterowaniem moich niewielkich monitorów o efektywności około 87dB/W/m.

Zasilacz

     Obecnie wykonanie zasilacza z użyciem prostego transformatora sieciowego, mostka półprzewodnikowego i baterii kondensatorów filtrujących wydaje się być najprostszym i najwłaściwszym rozwiązaniem. Układ taki generuje jednak duże szumy przełączania i wymaga zastosowania dodatkowego układu opóźnionego dołączania napięcia anodowego. Dlaczego by więc nie sięgnąć do starych sprawdzonych technik i rozwiązać kilka problemów za jednym razem.

     Zastosuję więc prostownik lampowy z filtrem LC. Lampy prostownicze żarzone bezpośrednio nie nadają się – tu także byłby potrzebny układ opóźnionego startu (brak takiego układu był poważną wadą pierwotnego projektu Williamsona). Z lamp pośrednio żarzonych można wybrać np. 5AR4/GZ34. Jedna lampa nie obsłuży jednak obu kanałów – trzeba zastosować dwie, aby dopuszczalne parametry pracy nie zostały przekroczone (270mA średniego poboru prądu i około 1A poboru szczytowego).

Z pomocą ponownie przyszła lektura stron Lynna Olsona. Podobnie jak Olson, zastosuję do prostowania prądu dwie diody tłumiące 6D22S. Każda z nich posiada tylko jedną anodę, więc w przypadku prostownika dwupołówkowego potrzebne są dwie lampy. Mają one swoje wady: wyprowadzenia typu Magnoval (trudniej dostępne podstawki) i podłączenie katody za pomocą kapturka w górnej części lampy. W zamian oferują bardzo niskie szumy przełączania, niskie napięcie przewodzenia (15V), duży prąd szczytowy (2A) i bardzo długi czas nagrzewania (30s), a więc rozwiązanie problemu miękkiego startu wzmacniacza. Lampy 6D22S wymagają napięcia żarzenia 6,3V. Dopuszczalne jest wykorzystanie wspólnego uzwojenia 6,3V dla wszystkich lamp w układzie, jednak w moim wzmacniaczu lampy prostownicze otrzymają prąd żarzenia z osobnego uzwojenia (z możliwością wymuszenia na uzwojeniu potencjału katod tych lamp).

Filtr zbuduję w postaci podwójnego П: CLCLC. Wykorzystam dwa dławiki ze szczeliną powietrzną (stateczniki obwodów świetlówek) o indukcyjności 1,56H, rezystancji 48Ω i maksymalnym prądzie 0,37A. Symulacja zasilacza wykonana programem PSU Designer II wykazuje napięcie anodowe równe 428V z tętnieniami 2,46mV. W przypadku pojedynczego filtru typu П musiałbym dla uzyskania podobnego efektu zastosować dławik o indukcyjności ponad 100H.

Transformator sieciowy został wykonany na zamówienie przez firmę MKPT (wykonanie Telto). Jest to toroid 250VA dający na wyjściu 2*390V dla obwodów anodowych, 6,3V dla żarzenia lamp 6D22S i 2*3,15V dla żarzenia pozostałych lamp (odczep środkowy na potencjale masy dla zminimalizowania przydźwięku sieci). Jeśli moje szacunki są prawidłowe powinienem otrzymać pod obciążeniem napięcie anodowe około 430V.

Schemat wzmacniacza

Na rysunku pokazany jest pełny schemat wzmacniacza (kliknięcie otwiera szczegółowy rysunek).

Oznakowanie masy sygnałowej jest uzależnione od miejsca jej występowania. Odpowiada to zasadzie rozprowadzenia masy w układzie gwiazdy. Wszystkie masy lokalne łączą się w jednym punkcie w okolicy kondensatora C36. Również w tym punkcie masa sygnałowa łączy się z obudową wzmacniacza i masą ochronną zasilania.

Rezystory R22 i R23 doprowadzają sygnał globalnego ujemnego sprzężenia zwrotnego. Wzmacniacz w otwartej pętli posiada wzmocnienie około 90. Przy zamkniętej pętli sprzężenia zwrotnego wzmocnienie spada do niespełna 20. Głębokość pętli (dla pokazanych wartości elementów wynosząca 13dB) ustalana jest wartością rezystorów R22 i R23 (wpływ ma również ustawienie potencjometrów R3 i R4). Całkowite wysterowanie wzmacniacza (moc 25W) osiąga się dla sygnału wejściowego o amplitudzie około 1V, nie będzie więc problemu z wysterowaniem wzmacniacza z typowych źródeł dźwięku (CD, tuner, magnetofon).

     Układ Zobela pomiędzy wyprowadzeniami uzwojenia wtórnego transformatorów wyjściowych poprawia stabilność wzmacniacza dla wysokich częstotliwości (szczególnie istotne przy odłączonym obciążeniu).

     W układzie wzmacniacza przewidziane zostały elementy zapewniające stabilność wzmacniacz w obszarze ponadakustycznym. Są to kondensatory C3, C4, C7 i C8 oraz rezystory R13 i R14. Wartość pojemności C7 i C8 powinna zostać dobrana eksperymentalnie w czasie uruchamiania wzmacniacza (kryterium minimalizacji przerzutów i oscylacji w odtwarzaniu przebiegu prostokątnego).

     Na wejściu wzmacniacza zastosowałem podwójny potencjometr 100kW o charakterystyce liniowej. Razem z rezystorami R7 i R8 otrzymuje się przybliżenie charakterystyki wykładniczej (znacznie lepsze niż w większości tzw. potencjometrów logarytmicznych). Działanie takiego potencjometru zostało opisane przez Roda Elliotta w artykule „Better Volume Control”. Na rysunkach poniżej został przedstawiony pomierzony przeze mnie błąd współbieżności obu potencjometrów oraz ich charakterystyka. Błąd minimalizuje się poprzez dobór wartości rezystorów R7 i R8. Przy zwykle stosowanych poziomach głośności (tłumienie 60÷20dB) błąd zmodyfikowanego potencjometru nie przekracza 0,15dB. Nigdy nie otrzymałem podobnie dobrych wyników przy pomiarze fabrycznych potencjometrów logarytmicznych. Potencjometry renomowanej firmy ALPS dopuszczają aż 3dB błędu współbieżności.

     Wadą przedstawionego regulatora głośności jest zmieniające się wraz z położeniem ślizgacza obciążenie źródła sygnału. W skrajnym prawym położeniu rezystancja wejściowa spada do około 13kW.

     Sygnał wejściowy ze ślizgacza potencjometru głośności trafia również do układu bufora. Układ ten nie jest pokazany na schemacie, ponieważ pełni rolę pomocniczą (wyprowadzenie sygnału dla aktywnego subwoofera).

Obudowa

     W tym miejscu zaczynają się prawdziwe problemy. Nie każdy elektronik amator dysponuje wystarczającym warsztatem mechanicznym. Proste czynności, jak wiercenie, piłowanie i szlifowanie jestem w stanie wykonać sam w domu. Te bardziej skomplikowane, jak gięcie blachy, czy wykrawanie otworów pod lampy będę musiał zlecić specjalistom.

Obudowa w moim przypadku będzie musiała być dostosowana do reszty sprzętu grającego, a to oznacza zintegrowaną konstrukcję w kolorze czarnym o szerokości 43cm. Obudowa musi być jednocześnie nieskomplikowana i powinna umożliwiać wygodny montaż przestrzenny. Do tego jeszcze nie może szpecić i kosztować majątku.

Postanowiłem wykonać obudowę przedstawioną schematycznie na sąsiednim rysunku. Podstawowe chassis składać się będzie z giętej blachy stalowej o grubości 2mm. Zagięcia utworzą panel czołowy i tylny. Boki wykonane zostaną z lakierowanego drewna i przymocowane na stałe do blachy. Dostęp do wnętrza obudowy umożliwi przykręcane dno – płyta stalowa o grubości 1mm.

     Lampy i transformatory toroidalne umieszczone zostaną na górze urządzenia i wymagać będą dodatkowych elementów ochronnych i maskujących. Pozostałe elementy zamontowane zostaną we wnętrzu obudowy.

Płyta stalowa o grubości 2mm tworzy zasadnicze chassis o wymiarach 398mm x 360mm i wysokości zaledwie 50mm. Ugięcie blachy nie zostało wykonane dokładnie pod kątem prostym i posiada stosunkowo duży promień, co jednak nie stanowi wady przy założonej konstrukcji obudowy.
Chassis po wierceniu i piłowaniu. Wywierconych zostało ponad 100 otworów, choć to tylko te niezbędne (część elementów będzie klejonych).
Chassis po malowaniu proszkowym i naniesieniu sitodruku.
Panele boczne w przygotowaniu. Po kilku próbach zdecydowałem się zastosować wykończenie powierzchni lakierobejcą w kolorze "heban".
Zmontowane chassis tworzy sztywną i wytrzymałą skrzynkę

[część 2]

Marcin Sławicz, slawicz@echostar.pl, strona www: ms audio diy

[Dział DIY]

© 2005 FonAr Sp. z o.o.